01
電流傳感器的直流殘余電壓
加在電流調節器輸入端的電流反饋，來自電流傳感器。電流傳感器的輸出比例于電動機電流，但與電動機的動力回路電位隔離。電流傳感器通經常存在1％到2％的直流殘余電壓E0。電流傳感器的最大輸出電壓對應于驅動器的峰值電流，因此直流殘余電壓在電流環中引起相當于1％到2％峰值直流殘余電流I0。
02
直流殘余電流對直流有刷電機運行影響
（1）對電流環的影響：對電流指令ICMD產生偏置，實際電流指令為ICMD- I0。當ICMD=0時，電機將產生轉矩T0=Kt·(-I0)，使電機旋轉。
（2）對速度環的影響：對速度環的運行沒有影響，只是使速度調節器的輸出偏置了I0。當VCMD=0時，速度調節器的輸出為I0，電流調節器的輸入為I0－I0＝0，電動機速度為0（電機不轉）。
三相定子電流流入三相對稱繞組，產生定子合成磁場。合成磁場和與該磁場垂直的轉子磁場相互作用，產生使電機連續旋轉的轉矩。轉子主磁場呈正弦分布，三相繞組在主磁場內對稱分布。
其中，φPeak為轉子正弦磁場的峰值。
相繞組的轉矩常數為：
KTPhase=kt·φPhase
每相繞組的轉矩常數：
KTA= kt·φA
＝kt·φPeak·Sin(θ)＝KTPhase·Sin(θ)
KTB= kt·φB
＝kt·φPeak·Sin(θ-120)=KTPhase·Sin(θ-120)
KTC= kt·φC
＝kt·φPeak·Sin(θ-240)=KTPhase·Sin(θ-240)
A相繞組產生的轉矩：
TA=KTA·IA=KTPhase·[IPeak·Sin2(θ)- I0·Sinθ]
= KTPhase·[IPeak·1/2·(1-Cos(2θ))- I0·Sinθ]
=1/2 ·KTPhas·eIPeak -1/2· KTPhase·IPeak· Cos(2θ)- KTPhase·I0·Sinθ
B相繞組產生的轉矩：
TB=KTB·IB=KTPhase·[IPeak·Sin2(θ-120) +2I0·Sin(θ-120)]
=KTPhase·[IPeak·1/2·(1-Cos(2θ-120))+ 2I0·Sin(θ-120)]
=1/2·KTPhase·IPeak -1/2·KTPhase·IPeak·Cos(2θ-120)+ KTPhase·2I0·Sin(θ-120)
C相繞組產生的轉矩：
TC=KTC·IC=KTPhase·[IPeak·Sin2(θ-240)-I0·Sin(θ-240)]
=KTPhase·[IPeak·1/2·(1-Cos(2θ-120))-I0·Sin(θ-240)]
TC=1/2·KTPhase·IPeak-1/2·KTPhase·IPeak·Cos(2θ-240)-KTPhase·I0·Sin(θ-240)
電動機產生的總的轉矩：
等于三相繞組產生的轉矩之和
Tm= TA + TB + TC
Tm=3/2· KTPhase·IPeak-1/2·KTPhase·IPeak· [Cos(2θ)+ Cos(2θ-120)+ Cos(2θ-240)]
+ KTPhase·(2I0·Sin(θ-120)－I0·Sinθ－I0·Sin(θ-240))
Tm=3/2·KTPhase·IPeak＋3·KTPhase·I0·Sin(θ-120)
Tm=3/2·KTPhase·√2·IRMS＋3·KTPhase·I0·Sin(θ-120)
Tm=KTRMS·IRMS＋KTPhase·√2I0·Sin(θ-120)
可以看出：
考慮到電流傳感器的直流殘余電流I0，電動機產生的轉矩除了使電機連續旋轉的轉矩KTRMS·IRMS外，還有由電流傳感器的直流殘余電流引起的轉矩的正弦脈動：
KTPhase·√2I0·Sin(θ-120)
轉矩脈動的頻率與電機的轉速及極對數成正比：
f = p·N/60
其中p為電機的極對數，N為電機的轉速（rpm）。
電流指令為0時，電機將產生頻率為f = p·N/60的正弦振動。
03
“大馬拉小車”引起較大轉矩、轉速波動
相位控制的直流無刷電機的運行存在轉矩波動，引起轉矩波動的因素很多，其中一個因素是電流傳感器的直流殘余電壓引起的轉矩波動。
轉矩波動的頻率與電機的轉速及極對數成正比。例如，一個6極電機的轉速為600 rpm，則由電流傳感器的直流殘余電壓引起的轉矩波電流傳感器通常有1％到2％的直流殘余電壓，相對于驅動器峰值電流的1％到2％。對20 A驅動器來說，峰值電流為40 A，電流傳感器2％的直流殘余電壓相對于400 mA。如果用20 A驅動器驅動一個連續電流只有1 A的直流無刷電機，400 mA引起的轉矩波動將是電動機連續轉矩的40％，這是絕對不能允許的。
電流傳感器的直流殘余電壓隨著驅動器額定電流的增大而增大，因此選擇大功率驅動器驅動小功率伺服驅動器（大馬拉小車），將產生不必要的轉矩波動，引起轉速的波動。
